Мы пошли на упрощение и не стали учитывать мощность, выделяющуюся при переключении, а также статические потери на сопротивлении транзистора в открытом состоянии. Нетрудно подсчитать, что при питании напряжением 310 В и частоте 20 кГц мощность, выделяющая при обратном восстановлении, составляет 25 Вт при допустимой мощности рассеяния 125 Вт. С повышением частоты мощность обратного восстановления растет, что представляет собой серьезное препятствие для повышения рабочей частоты преобразователей.

Создается впечатление, что потери обратного восстановления не отрегулировать никакими схемотехническими методами, кроме снижения частоты переключения и понижения напряжения, при котором происходит обратное восстановление - в расчетной формуле более нет параметров, которые так или иначе могут этому способствовать. Следовательно, нужно выбирать транзистор с максимально улучшенными показателями заряда обратного восстановления, или проектировать большой радиатор, что, конечно, далеко не всегда доступно.

Если подойти к анализу ситуации немного глубже, то окажется, что заряд обратного восстановления (и, соответственно, время обратного восстановления) - величины непостоянные. Но чтобы понять, почему это так, давайте проанализируем процесс появления этих потерь в полумостовых и мостовых схемах.

Наиболее характерный случай, когда транзисторы работают в так называемом "тяжелом режиме переключения", является коммутация большой индуктивной нагрузки (пример - обмотка электрического двигателя). В этом случае длительность открытого состояния "верхнего" и "нижнего" ключевых элементов полумоста и моста могут быть неравными, и в предельном случае открывающие импульсы одного из элементов вообще исчезают. К примеру, если коммутируется только "верхний" ключ, схема превращается в "чоппер", а роль разрядного диода, поддерживающего индуктивный ток, выполняет оппозитный диод "нижнего" ключа. В чоппере разрядный диод выбирается специально, здесь же свойствами диода управлять нет возможности - какой диод есть, такой есть. Что происходит в этом случае, подробно описано в главе "Подводные камни коммутационных процессов". Именно эти потери учитываются формулами на стр.92 книги.

В случае работы мостов и полумостов в инверторах и преобразователях напряжения ситуация описывается несколько сложнее. Поскольку ток в первичной обмотке трансформатора меняет свое направление, причем управляющие импульсы симметричны, и ситуация "тяжелого переключения" не возникает, поскольку вслед за открыванием обратного диода открывается и транзистор, шунтированный этим диодом. Ток в индуктивности "разворачивается". Конечно, необходимо учитывать этот прямой ток через диод, так как он выделяет на диоде мощность в виде тепла.

И все же коммутационные броски в полумостовых и мостовых инверторах возникнуть могут. Связано это с неидеальностью реальных элементов. Реальные трансформаторы имеют индуктивность рассеяния, межвитковую емкость. Есть паразитные емкости и между другими элементами. К чему все это приводит? Сочетание индуктивности и емкости образует колебательную систему, которая может производить коммутационные выбросы с большой амплитудой. На рис.1 показана диаграмма напряжения точки соединения обмотки трансформатора к средней точке каскада транзисторов в реальной полумостовой схеме.

рис.1 Коммутационные выбросы

При отсутствии переключений в этой точке имеется потенциал, равный половине питающего напряжения. Коммутационный выброс и последующие колебания происходят при размыкании ключевого элемента. Понятно, что амплитуда выбросов не может стать больше напряжения питания или потенциала "земли", так как обратные диоды будут открываться и "разряжать" процесс на источник питания. И все же, если энергия колебательного процесса достаточно велика, он может не закончиться к моменту открывания ключа. Коммутация при протекании тока через обратный диод опять приведет к ситуации "тяжелого переключения". Чтобы "погасить" эти выбросы, параллельно первичной обмотке трансформатора включают снаббер - RC-цепь, состоящую из последовательно соединенных конденсатора и резистора. Параметры этой цепи определять придется скорее всего экспериментально. Для ориентировки: в компьютерном блоке питания номинал резистора равен 100 Ом, а номинал конденсатора - 1000 пФ.

А теперь вернемся к "тяжелому переключению" транзисторов и рассмотрим процесс обратного восстановления по документации фирмы International Rectifier. Фирма приводит достаточно мало информации по параметрам оппозитных диодов. Поэтому придется изучить этот процесс на примере HEXFRED диодов, учитывая, что процессы обратного восстановления диодов качественно похожи. Итак, график обратного восстановления диода, приведенный на рис.2, был достаточно подробно рассмотрен в книге.

рис.2 Обратное восстановление

Оказывается также, что заряд обратного восстановления диода, согласно рис.3, очень слабо зависит от прямого тока, протекающего через диод, но в значительной степени определяется величиной изменения этого тока во времени - производной. На практике это означает, что замедление коммутационного процесса, вызывающего обратное восстановление, может снижать заряд, а значит, и выделяемую энергию. Это означает, что полевые транзисторы должны открываться достаточно медленно. Обеспечить такое открывание может ограничение тока затвора с помощью увеличения затворного резистора, а также шунтирование транзисторов снабберами, ограничивающими скорость переключения. Правда, при этом растут коммутационные динамические потери.

Еще один интересный график (рис.4) отражает скорость спадания тока восстановления в зависимости от изменения прямого тока. Таким образом, чем меньше скорость изменения прямого тока, тем меньше площадь под кривой на рис.2 - тем меньше заряд обратного восстановления.

рис.3 Зависимость заряда обратного восстановления от скорости коммутационного процесса		рис.2 Зависимость скорости спадания тока восстановления от изменения прямого тока.